Der sinusförmige Strom ist insofern ein Nachteil, als dass der rms-Wert und damit die ohmschen Verluste bei gegebem Durchschnittsstrom/Ausgangsleistung höher ist als z.B bei einer klassischen "Phase-Shifted Full Bridge". Die Nulldurchgänge des Stroms sind aber der Riesen-Vorteil, da man dadurch im Idealfall ZVS/ZVS erreicht, also fast verlustloses Schalten der FETs. Das ist bei Schaltfrequenzen von 500 kHz und mehr essentiell.
Die nächste Generation der AI-Server-Netzteile ( 230AC -> 48 Vdc ) setzt in der DC/DC-Stufe praktisch nur noch auf LLC ( mit ~ 99% Spitzenwirkungsgrad für den LLC).
Auch das 3kW 48V Huawei AC/DC Netzteil, welches hier einige einsetzen, hat einen LLC für die DC/DC-Stufe.
Der Victron Multi RS Solar 48 6000 100 nutzt LLC für die DC/DC Stufe.
Wenn man hocheffiziente und ultrakompakte DC/DC Stufen ( mit fast konstantem Vin/Vout Verhältnis) entwickeln will, kommt man an LLC praktisch nicht vorbei.
Für ein weites Vin/Vout-Verhältnis ist LLC alleine aber nicht gut geeignet, da sollte man in der Regel eine zweite Stufe ( z.B. Buck oder Boost ) ergänzen.
Faszinierendes Thema! Wird LLC dann mit fixed on time gefahren? Das müßte einen ziemlich weiten Bereich abdecken können um sinusförmige Leistungswellen rüberzuschaufeln? Wo ist der Haken?
Bei LLC wird Vin/Vout über die Frequenz geregelt. Idealerweise sollte man aber nicht weit vom Übersetzungsverhältnis des Trafos ( also nahe Resonanz ) arbeiten, ansonsten schafft man nicht mehr ZVS und ZCS und der Wirkungsgrad leidet.
Das habe ich auch, weil @ tageloehner, da eben keine Drossel zwischen Gleichrichter und Ladekondensator sitzt. Eine ähnliche Situation hast Du
bei einer Ladungspumpe die ja auch während der Flanken stromlos arbeitet.
Das ist wirklich eine Gleichspannung. Wenn Du hinter jede Halbbrücke
ein RC-Glied setzt, wirst Du dort die halbe Betriebsspannung messen.
Leider nicht exakt bei beiden gleich.
Du kannst Dir das wie zwei synchrone Buck Converter denken,
die am Ausgang parallel geschaltet werden. Zwischen denen gibt
es dann einen Ausgleichsstrom und der kann sättigen.
Im Grunde ist das eine Senderendstufe mit Gleichrichtung am Ausgang.
Die Streuinduktivität ist Teil des Konzeptes und kein Nachteil mehr.
Bei der Frequenz nach oben sind deshalb prinzipiell keine Grenzen gesetzt.
Eoss ist die Energie die in den Ausgangskapazitäten ( Coss ) der FETs gespeichert ist.
Wenn eine Halbbrücke den Schaltknoten gerade statisch gegen die Versorgungsspannung hält und Du schaltest um, wird Eoss des unteren FETs in Wärme umgewandelt und es treten im unteren FET zusätzliche Verluste durch das Laden von Coss des oberen FETs auf. Das ist insbesondere bei SJ-FETs mit ihrem stark nicht-linearen Coss unschön ( viel mehr als 1/2CV² )
Doch, sehr wohl. Die Magnetisierungs-Induktivität wird so klein gewählt, dass dieser Strom nach dem Ausschalten der FETs ( z.B. M2, M4 ) die Schaltknoten ( Coss, ... ) fast verlustlos umläd, bevor die anderen FETs ( z.B. M1, M3 ) angeschaltet werden. In meinem Beispiel ist die Totzeit ~ 100 ns .
Es geht dabei ganz wesentlich um die Vermeidung des Verheizens von Eoss. Bei 500 kHz mit SI-FETs ist das essentiell.
Außerdem erreicht man durch dieses "resonante/softe Schalten" extrem saubere Schaltflanken ( praktisch kein Überschwingen ), also gute EMV.
Sorry, damit habe ich keine Probleme. Noch nicht mal im Buck (Halbbrücke) und der läuft mit 250KHz.
Das Treiben ist da schon eher eine Herausforderung. Aber die Treiber hast Du
im Prinzipschaltbild nicht drin.
Welchen Wirkungsgrad erreichst Du denn?
Meine Designs streben > 98% bei Schaltfrequenzen >> 100 kHz an. Da kann man sich Eoss-Verluste nicht mehr leisten.
Eoss-Verluste machen einem außerdem den Niedriglast-Wirkungsgrad kaputt, weil sie nahezu Lastunabhängig sind.
Das ist ein weiterer Vorteil von resonantem Schalten. Der Treiber muss schnell Ausschalten können ( was man notfalls mit einem Zusatz-FET/BJT bei jedem schwachen Treiber schafft ) während das Anschalten sehr unproblematich ist, weil man Qgd quasi geschenkt bekommt. Bei 48 V Designs verwende ich gerne LM5109.
Ich strebe 100% an. Habe ich aber noch nicht geschafft.
Die Transistoren vom Buck werden ohne Kühlkörper bei 50% 50% handwarm.
Also dieses problem ist mir gänzlich unbekannt.
Ein synchroner Buck muss schnell Ein- und Ausschalten können.
Meine Schaltung kennst Du ja.
Der Umpolzerhacker mit der Vollbrücke ist unproblematisch.
da reicht der IRS2453 ohne Tricks.
Ich habe das für deine BUZ11 bei 30V und 250 kHz mal grob überschlagen. Die ~ 100 mW sind für ein TO220 so wenig, dass es nicht wundert, dass Du damit keine Probleme hast.
Bei meinem LLC mit NTMFS6H801N bei 50 V und 500 kHz reden wir von ~ 750 mW. Das ist bei einem 5x6 mm SMD package schon beträchlich.
Solche Designs wie bei Vicor, also z.B. 37.5 kW Leistung im Volumen von ~ 2 Zigarettenschachteln ( zugegebener Maßen benötigt man für den Betrieb noch eine Kühllösung ) sind ohne die konsequente Vermeidung von Eoss-Verlusten schlicht unmöglich.
Doch, völlig richtig erkannt.
Mit den SiC Dioden kommt man nicht nennenswert über 98%. Wegen "Reverse-Recovery" (Qrr) kann man bei 500 kHz aber nicht irgendwelche Wald&Wiesen Si-Dioden verwenden. Schnelle Si-Dioden ( z.B. Tandem Dioden ) haben dann aber praktisch keinen Vf Vorteil mehr ( gute SiC kommen heute bis ~ 1.2 V runter ) aber immer noch mehr Qrr.
Wenn man bei einem LLC in dem Spannungsbereich 99% erreichen will benötigt man Synchrongleichrichtung ( Bei 500 kHz sind wegen Coss der FETs dann auch praktisch nur GAN oder SiC Fets nutzbar ). Von einem solchen Design (bidirektional 48 V <=> 400 V ) werde ich wohl im Laufe des Jahres erste Muster bauen.
Dann habe ich alle Baugruppen für meinen Hybrid-Insel-WR zusammen.
